【導(dǎo)讀】傳統(tǒng)感應(yīng)加熱電源整流變換一般采用晶閘管相控整流或二極管不控整流方式，為獲得較為穩(wěn)定的直流電壓，整流后往往采用大電容儲(chǔ)能兼濾波，導(dǎo)致電網(wǎng)輸入側(cè)功率因數(shù)非常低，電流畸變，對(duì)電網(wǎng)造成諧波污染;此外，還對(duì)周圍及自身系統(tǒng)的信號(hào)產(chǎn)生嚴(yán)重的電磁干擾，系統(tǒng)效率降低。為了減小諧波電流、提高功率因數(shù)，有必要采用功率因數(shù)校正技術(shù)(APFC)。
傳統(tǒng)感應(yīng)加熱電源及改進(jìn)
傳統(tǒng)的感應(yīng)加熱電源的主電路結(jié)構(gòu)如圖1所示，包括四個(gè)部分：不控整流、大電容儲(chǔ)能濾波、逆變電路和諧振負(fù)載。圖中通過(guò)不可控整流的方式將交流變?yōu)橹绷鳎偻ㄟ^(guò)大電容濾波變成比較穩(wěn)定的直流電作為逆變電路的供電電源，在逆變側(cè)部分實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的逆變輸出和功率調(diào)節(jié)。
圖1：傳統(tǒng)感應(yīng)加熱電源系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖
整個(gè)系統(tǒng)由DSP控制，電壓電流檢測(cè)裝置通過(guò)檢測(cè)直流母線的電壓值和電流值并變送給DSP，以實(shí)現(xiàn)功率反饋。負(fù)載檢測(cè)包括溫度檢測(cè)和頻率跟蹤，通過(guò)將紅外線傳感器檢測(cè)到的溫度值變送給DSP，以實(shí)現(xiàn)溫度反饋;通過(guò)檢測(cè)負(fù)載的諧振電流和電壓信號(hào)反饋給DSP以實(shí)現(xiàn)頻率跟蹤。在DSP內(nèi)部對(duì)電壓、電流等反饋信號(hào)分別A/D變換、保持，通過(guò)數(shù)字乘法運(yùn)算求出實(shí)際輸出功率與數(shù)字給定功率比較，對(duì)偏差進(jìn)行數(shù)字PID控制，可實(shí)現(xiàn)電源輸出功率的閉環(huán)控制和DPLL頻率跟蹤，故障檢測(cè)保護(hù)電路對(duì)缺水、過(guò)熱、過(guò)壓、過(guò)流等故障實(shí)時(shí)監(jiān)控，由DSP故障處理子程序比較判斷后，以中斷方式處理各類故障、并報(bào)警顯示。
這種傳統(tǒng)感應(yīng)加熱電源由于采用大電容無(wú)源濾波，造成輸入電流畸變，對(duì)電網(wǎng)造成諧波污染，輸入功率因數(shù)降低，而且不利于節(jié)約用電成本。為了提高能源利用率，減少感應(yīng)加熱裝置對(duì)電網(wǎng)的污染，必須采用有源功率因數(shù)校正技術(shù)。
由于系統(tǒng)已采用DSP作為主控制器，使用專用PFC芯片反而會(huì)增加系統(tǒng)硬件成本，降低系統(tǒng)的集成度，而且調(diào)試不方便，更不利于系統(tǒng)升級(jí)，所以本文研究在原有系統(tǒng)的基礎(chǔ)上，利用DSP實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正。
在原有主電路的整流和逆變部分加入Boost電路，如圖2所示，Boost電路是用來(lái)改善網(wǎng)側(cè)電流波形，提高電源功率因數(shù)的DC/DC變換器;在直流母線側(cè)，通過(guò)檢測(cè)Boost電路的輸入電壓、電感電流和輸出電壓，通過(guò)DSP的軟件控制算法，控制Boost開(kāi)關(guān)管的通斷來(lái)達(dá)到功率因數(shù)校正的目的。
圖2：具有APFC的感應(yīng)加熱電源主電路結(jié)構(gòu)圖
基于DSP的APFC實(shí)現(xiàn)
圖3給出基于DSP-TMS320F2812的APFC控制原理圖。TMS320F2812芯片是TI公司推出的32位定點(diǎn)數(shù)字信號(hào)處理器，具有強(qiáng)大的控制和信號(hào)處理能力，是用于數(shù)字電力電子變換與控制的高性價(jià)比DSP芯片。
APFC控制原理如下：Boost電路的輸出電壓，即直流母線電壓V0經(jīng)傳感器采樣、隔離后送入DSP的ADCIN2口，并轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)，與參考數(shù)字電壓Vref比較，其偏差值送入電壓控制器Gv，通過(guò)糾偏控制使V0與Vref相等，Gv采用數(shù)字PI控制，有：
電壓控制器G的輸出信號(hào)B與Boost變換器的輸入電壓Vin經(jīng)隔離、A/D變換后的數(shù)字信號(hào)A相乘，乘積作為電感電流Iin的參考信號(hào)Iref。電感電流Iin與參考信號(hào)Iref比較后，差值[member]
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送入電流控制器Gc，Gc也采用數(shù)字Pl控制，有：
這樣便輸出脈寬調(diào)制波，經(jīng)驅(qū)動(dòng)器隔離、放大后驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)管高頻導(dǎo)通/關(guān)斷，以實(shí)現(xiàn)電感電流Iin實(shí)時(shí)跟蹤Iref。
圖3：基于TMS320F2812的APFC控制原理圖
實(shí)現(xiàn)式(2)和式(4)時(shí)，為了防止Uv(n)，Uc(n)過(guò)大造成系統(tǒng)失控，還必須將他們限定在合適的范圍內(nèi)。對(duì)此，可按以下方法實(shí)現(xiàn)離散控制。
電流環(huán)同理，當(dāng)開(kāi)關(guān)管工作在很高的頻率時(shí)(比如f=100 kHz)，電壓環(huán)調(diào)節(jié)器Gv的輸出基本不變，所以乘法器輸出的Iref基本上是和輸入電壓成比例的波形，就可實(shí)現(xiàn)輸入電流對(duì)輸入電壓的實(shí)時(shí)跟蹤，且保持二者相位相同，使輸入功率因數(shù)接近于1。
實(shí)驗(yàn)研究
根據(jù)以上理論，設(shè)計(jì)一臺(tái)單相輸入220 V、功率4 kW、諧振頻率30 kHz的超音頻感應(yīng)加熱電源樣機(jī)，并且對(duì)加入APFC電路前后的網(wǎng)側(cè)電壓、電流進(jìn)行對(duì)比分析，實(shí)驗(yàn)結(jié)果分別如圖4，圖5所示。圖4為傳統(tǒng)感應(yīng)加熱電源網(wǎng)側(cè)的電壓、電流波形，從圖中可以看出，電壓雖是正弦波，但由于直流側(cè)中間儲(chǔ)能大電容的存在，致使電流導(dǎo)通角只有90°，網(wǎng)側(cè)電流波形嚴(yán)重畸變，呈一系列斷續(xù)的尖峰脈沖，在同等功率條件下，電流的峰值成倍提高、諧波分量加大、電源功率因數(shù)降低(cosφ△0.7)。圖5為引入APFC以后的感應(yīng)加熱電源網(wǎng)側(cè)電壓、電流波形，從圖中可以看出，引入APFC技術(shù)后，電流波形與電壓波形是同相位的正弦波，感應(yīng)加熱電源有接近于1的輸入功率因數(shù)和很低的電流總畸變率，減少了對(duì)電網(wǎng)的污染。
圖4：傳統(tǒng)感應(yīng)加熱電源網(wǎng)側(cè)電壓與電流波形
圖5：引入APFC校正后的電網(wǎng)電壓與電流波形
實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：APFC技術(shù)的引入使電源的輸入功率因數(shù)接近于單位功率因數(shù)，減少了諧波對(duì)交流電網(wǎng)的污染，使感應(yīng)加熱電源的功率顯著提高。
